低压差线性稳压器(LDO)设计与仿真

0.电源管理芯片

大到汽车，智能灯具，智能电视，小到平板，智能手机，蓝牙手环等等，虽然它们实现的功能各有不同，但这些电子设备都有一个共同点，它们都需要能为其供电的电源管理芯片。电源之于电子器件，就好像飞机发动机之于飞机一样，一个高稳定性，高精度，高灵敏度的电源管理芯片，决定着电子设备能否高性能的实现其功能，以及使用寿命的长短，因此研究电源管理芯片很有意义。开关稳压器和线性稳压器是使用频率最高的两种电源供给器件。
开关稳压器具有可升压、可降压、较宽的电压输出范围以及效率高等特点，但同时具有模块庞杂，外围器件多，纹波抑制比较低，输出噪声大等缺点，常见的开关稳压器有DC-DC、charge pump等；
线性稳压器有传统线性稳压器和低压差(LDO)线性稳压器。LDO 线性稳压器有电路模块小、瞬态响应快、功耗低、噪声小、电源抑制比高、工作性能稳定等突出的特点，缺点为效率较低。

1.LDO 的基本结构和基本原理

1.1 LDO的基本结构

常见的LDO结构包括带隙基准源、误差放大器、功率管和电阻反馈电路四个基本模块。LDO通过检测来自电阻反馈网络的输出电压，并与带隙基准提供的恒定输入电压进行比对，再由误差放大器将比对后的压差信号放大，传输到功率管进行线性调整，使得输出电压与输入参考电压维持相应的比值不变，产生稳定的电压输出。

带隙基准电路(BandGap) 为LDO 电路提供不受温度和负载大小变化影响的稳定偏置电压。带隙基准电路的设计将直接影响LDO的输出噪声，输出电压，电源电压抑制比等等，因此带隙基准电路的设计是尤为重要的。
误差放大器(EA) 是LDO 的关键功能实现模块。误差放大器的增益，直接作用到LDO 的输出电压精度、负载调整率、线性调整率和 PSRR 上，误差放大器的带宽与LDO 的瞬时响应能力紧密关联，当误差放大器的带宽不够大时，LDO 系统很难保证有较好的瞬态响应能力。因此，高性能宽的误差放大器对 LDO 系统来说是不可或缺的，是 LDO 整体功能实现的重要保障。
功率管为负载电路提供大的输出电流，因此功率管通常都是由大尺寸的晶体管构成。PMOS 器件有着比 NMOS 器件更低的噪声参数，以及更低的压差值，因此在LDO的设计中，一般采用PMOS作为功率管。
电阻反馈网络一般由两个电阻串联构成，电阻间的分压确定了 LDO 输出电压的数值。

1.2 LDO的基本原理

误差放大器、功率管和电阻反馈网络构成负反馈环路，当 LDO 的输出电压增大时，反馈电阻检测到输出信号的改变，使反馈电压也跟着增大，增大的电压信号传输到误差放大器的同相端，与误差放大器的基准电压输入端进行比较，得到一个电压差，再由误差放大器放大该电压差，进而提高功率管栅端的电压，达到降低输出电流的目的，于是 LDO 的输出电压降低，抑制了输出电压上升的趋势。当 LDO 的输出电压降低时，负反馈环路将使功率管栅压降低，增大输出电流，LDO输出电压将升高，抑制了其下降的趋势。当环路增益很大时，系统处于深度负反馈，输出电压Vout可写为：

2. LDO主要性能参数

2.1 压差

LDO 的压差是系统处于稳态时，输入与输出电压之间最小的差值。当输入电压很小时，电路处于截止状态，此时输出电压接近为零。当输入电压升高到某一值时，输出电压开始跟随输入电压逐步升高，并在达到一定值后保持不变，此时 LDO 进入稳压工作状态。具体工作过程见下图 ：

2.2 静态电流与效率

静态电流 Iq是LDO稳定工作时，输入电流与输出电流的差值。静态电流包括误差放大器、基准电压源、电阻反馈网络的偏置电流和功率晶体管的驱动电流，即除外部负载外系统内部消耗的总电流。LDO的效率定义为：

即负载功率除以总功率。

2.3 负载调整率

负载调整率(LDR)是衡量在负载电流发生改变的情形下，输出电压维持在特定值附近的能力，表达式为：

其中，Ron为LDO的开环输出电阻，βA_OL为LDO的环路增益，因此可以通过提高 LDO 的直流环路增益来降低 LDO 的负载调整率。

2.4 线性调整率

线性调整率(LNR)是在供电电源电压发生改变的情况下，系统输出电压对该变化的抑制能力,表达式为：

其中△VOUT变化范围一般为±10％电源电压，△VIN分别为其对应的基准电压差值。

2.5 电源抑制比

**电源抑制(PSR)可以理解为交流小信号下，电压输出基准的线性调整率。**对于下图LDO结构，画出小信号模型，列节点基尔霍夫电流方程求解可得：


其中,R_DSP为功率管输出电阻，LG为环路增益{ Ag_mpβ[rds∥(R1+R2)∥Z_LOAD] },A为运放增益，β为反馈系数，g_mp为功率管跨导。

2.6 噪声

LDO系统噪声来源见下图：

其中，带隙基准电路所产生的噪声占据了 LDO 总输出噪声的很大一部分，可以使用具有低截止频率的低通滤波器进行噪声隔离；电压反馈网络的电阻热噪声(4kTR)可以通过降低反馈网络的阻值来减小，但同时反馈网络阻值的减小将会导致静态功耗变大，这需要我们在两者间进行折衷处理；误差放大器的噪声可以通过低噪声设计来减小；由于功率管尺寸通常很大，因此其闪烁噪声(K/(C_OXWLf))可以忽略，其沟道热噪声没有经误差放大器放大，因此功率管噪声忽略不计。LDO 线性稳压器输出噪声的典型值为 100~ 500μVrms。

2.7 瞬态特性

LDO 的瞬态特性一般有两个，一个是输出电压因为输入电压的瞬态变化而产生的变化，称为线性瞬态响应。另一个是电流载荷在短时间内明显改变时产生的瞬态响应，被称为负载瞬态响应。
当负载电流由轻载向重载突变时，由于LDO 的带宽以及环路的限制，输出电压并不能对负载的变化作出及时的应答，因此在负载电流突然增大时，电阻反馈网络不能立刻拉低功率管的栅端电压，导致功率管无法输出足够的电流，此时负载电容 CL 将释放储存的电荷来弥补不足的输出电流，在负载电容 CL 放电时间，输出电压将出现一个大的下降，我们称这个下降电压为下冲(Undershoot )。
相似的，当负载电流从重载向轻载突变时，受LDO环路带宽的影响，系统并不能对负载的变化作出及时的应答，功率管将会继续保持大的输出电流一段时间，此时的电流大于负载所需要的电流，多出来的电流对负载电容 CL 充电，输出电压将产生一个大的电压上升，我们称这个上升电压为过冲(Overshoot )。
具体过程见下图：

瞬态响应的设计目标是尽可能小的下冲电压(Undershoot Voltage)、过冲电压(Overshoot Voltage)，和更短的恢复时间(𝛥𝑡1+𝛥𝑡2和𝛥𝑡3+𝛥𝑡4)。

3. LDO的设计与分析

3.1 LDO结构设计

LDO电路结构见图3.1

图3.1 LDO电路

图3.2 BG电路(BG电路的设计见上篇文章)

3.2 LDO电路描述

M1~M8以及M10晶体管构成两级误差放大器，为LDO提供更大的环路增益。M0、M10，M3、M5和M3、M6构成电流镜，其中M0输入500nA直流电流偏置，为LDO提供恒定电流。M9为功率管，为了给负载提供大的输出电流，M9的尺寸设计的很大。使用密勒电容Cm对LDO环路进行频率补偿。带隙基准连接在两级误差放大器的负端，输出800mV低温度系数电压，调整R1、R2阻值大小得到1.5V LDO输出电压。

3.3 LDO小信号分析

LDO电路小信号模型见下图：

根据小信号模型，列节点电流方程解得：

GBW≈βg_m1/C_m，主极点P1≈1/g_m6g_mpR_o2R_o4C_m。环路有两个零点，分别为：

空载时，右半面零点Z₂远大于左半平面零点Z₁,并且随着负载电流增大，g_mp增大，使得Z₂进一步增大，因此后续分析我们忽略右零点，只考虑左零点对环路的影响。我们将1+b₂s+b₃s²化为标准形式：

空载时，阻尼因子ζ＜1，极点为左半平面的两个共轭复根。当负载电流开始增大时，ζ随之增大，左半平面两个非主极点将变为实根。当负载电流很大时我们有：

3.4 器件参数

该LDO晶体管尺寸、电阻阻值以及电容值见下表：

M0	1um/1um (W/L)	M1	2um/500nm
M2	2um/500nm	M3	1um/2um
M4	1um/2um	M5	4um/2um
M6	4um/2um	M7	1um/2um
M8	1um/2um	M9	10um*100/200nm
M10	4um/1um
R1	160kΩ	R2	140kΩ
Cm	1.5pF	CL	200pF

4. LDO的仿真

4.1 DC仿真

直流特性

空载时，LDO DC仿真结果如下：

4x、8x表示对偏置电流放大4倍和8倍，功率管静态电流为5uA，LDO输出电压为1.502V。空载时M0~M8以及M10均处于饱和区，由于M9尺寸很大，为了流过5uA的静态电流，M9将处于亚阈值区。
另外，对负载电流在0~50mA范围内进行参数扫描，输出功率管M9的跨导和region曲线：
(仿真方法为：对ILOAD进行参数扫描-tool-Results browser-calculator-dcOpinfo-选中M9-选择gm和region-右键Append)

可见，随着负载电流由0增大到5mA时，功率管M9由亚阈值区进入饱和区，跨导增大。随着负载电流继续增大到5mA时，M9进入饱和区，跨导随着过驱动电压增大而增大。在25mA负载电流时，M9进入了线性区，此时跨导开始下降，这是因为由于过驱动电压增大，受纵向电场影响，MOS管实际载流子迁移率开始下降：

压差

在0~1.8V范围内扫描电源电压：

仿真得出压差约为90mV

线性调增率

空载时，在1.62V~1.98V范围内扫描电源电压：

仿真得出空载时线性调整率为0.472%

重载时(50mA)，在1.62V~1.98V范围内扫描电源电压：


仿真得出重载时线性调整率为2.178%。

负载调整率

在(0，50mA)范围内扫描负载电流：

仿真得出负载调整率为0.504%

4.2 stb仿真

环路稳定性

在主反馈环路添加iprobe，见下图：

空载时环路稳定性仿真结果如下：

在(0,50mA)对ILOAD进行参数扫描，输出环路增益曲线，见下图:

对于上图我们作以下分析：
1.直流增益为什么先增大后减小
在3.3节小信号中我们推导出直流增益表达式为:βg_m1g_m6g_mpR_o2R_o4R_o,对g_mpR_o进行参数扫描：

仿真发现g_mpR_o在轻载时并没有增加，那么直流增益为什么会有近20dB的提升呢，分析发现，由于M9在空载时工作于亚阈值区，这导致M9栅极电位很高，使得M7工作于线性区，R_O4很小。画出M7与M6输出电阻:

可见R_o4在负载电流从0增大到5mA时，电阻增大了近十倍，直流增益增大近20dB。当负载电流继续增大时，由于g_mpR_o≈2/λ(V_GS-V_TH)，过驱动电压增大将导致g_mpR_o减小，因此直流增益开始减小。
2.零极点是怎么移动的
在3.3节小信号分析可知，随着负载电流增大，主极点由于Ro2的增大而左移，在Ro2值稳定后，将随着g_mpR_o减小而右移。左零点为g_m3/C_m，位于GBW附近，同时阻尼因子将随着负载电流增大而增大，当阻尼因子大于1时，左半平面两个共轭极点将变为实极点，直流增益尖峰开始减小，P₂、P₃极点分离程度增大，此时环路次极点位于g_m6/C_gdp附近，P₃极点随着负载电流增大右移。
3.相位裕度PM和GBW为什么先增大后减小
轻载时，由于主极点左移，共轭极点向实极点转化，次极点右移，相位裕度将增大很多，同时直流增益有近20dB的提升，因此GBW也将增大。当电流负载电流继续增大时，主极点右移，而次极点位置近乎不变，主极点向次极点靠近，相位裕度减小，同时直流增益将持续下降，GBW也将减小。

4.3 ac仿真

电源抑制(PSR)

空载和满载PSR仿真结果如下：

4.4 tran仿真

电流跳变

负载电源跳变用ipwl电源模拟，设置ILOAD从0跳变到50mA，跳变时间为1us。


（使用键盘A、B键可选取曲线上的两点）

仿真得，undershoot为273mV， overshoot为56mV。

4.5 noise仿真

正如2.17节噪声分析那样，带隙基准噪声占LDO噪声绝大部分。输出噪声曲线如下：

对输出噪声曲线在1~100kHz范围内积分并开根号得，输出噪声为